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Rapports scientifiques volume 12, Numéro d'article : 11234 (2022) Citer cet article

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Une technique hybride est proposée pour manipuler la distribution de champ dans un cornet de plan H à guide d'ondes intégré au substrat (SIW) afin d'améliorer ses caractéristiques de rayonnement. La technique comprend deux étapes en cascade pour gouverner les ondes guidées dans la structure. La première étape consiste à corriger la phase des champs et à former une distribution quasi uniforme dans la section d'évasement afin que le gain augmente et que le niveau des lobes latéraux (SLL) diminue. Ceci est obtenu en chargeant la structure avec une nouvelle lentille via métal modulée. L'expansion du champ sur l'ouverture rayonnante du cornet du plan H SIW génère des ondes de surface arrière sur les deux parois larges, ce qui augmente le lobe arrière. Dans la deuxième étape, ces ondes de surface vers l'arrière sont recyclées et dirigées vers l'avant à l'aide de la théorie de l'holographie. Ceci est réalisé en ajoutant quelques dalles diélectriques avec des motifs holographiques de bandes métalliques sur les deux larges parois. Avec cette étape, le backlobe est réduit et le gain endfire est encore augmenté. En utilisant la technique proposée, la structure est conçue et fabriquée pour fonctionner à \(f=30\) GHz, ce qui améliore simultanément les valeurs mesurées du gain à 11,65 dBi, du SLL du plan H à \(-\,17,94\) dB et du rapport avant-arrière à 17,02 dB.

Le guide d'ondes intégré au substrat (SIW) est une technologie qui peut être utilisée pour construire une variété de structures à ondes guidées1,2. L'antenne cornet à plan H SIW (introduite pour la première fois par Li et al.3) a attiré une attention considérable en raison de ses propriétés inhérentes, notamment son profil bas, sa facilité de fabrication et sa compatibilité avec les cartes de circuits imprimés planaires (PCB). En comparaison avec les antennes à cornet conventionnelles remplies d'air, la distribution du champ à l'intérieur des fusées éclairantes des cornes SIW est considérablement déformée, ce qui peut diminuer le gain et dégrader les caractéristiques de rayonnement globales. Plusieurs méthodes ont été présentées dans la littérature pour améliorer les performances de rayonnement des antennes cornets SIW H-plane. Ces méthodes peuvent être divisées en trois catégories principales comme ci-dessous.

Dans la première catégorie, un composant sera placé devant l'ouverture pour contrôler les champs électromagnétiques (EM) émis4,5,6. Cette technique agrandit typiquement les dimensions de la structure. A titre d'exemple, il est proposé d'appliquer des lentilles diélectriques à géométrie elliptique et rectangulaire pour obtenir un gain plus élevé avec des largeurs de faisceau étroites4. Cependant, la taille de la structure est presque doublée. Un défi similaire se produit dans Ref.5,6 où le cornet SIW H-plane est chargé respectivement par une dalle diélectrique perforée via air et une dalle diélectrique avec patch métallique rectangulaire.

La deuxième catégorie contient les techniques qui modifieront les caractéristiques géométriques de la structure dans la section évasée, principalement pour adapter la distribution de phase7,8,9,10,11. Par exemple dans Ref.7, une paire de fentes sont employées dans la métallisation supérieure et inférieure de l'évasement pour réduire le lobe arrière ; la position des fentes est spécifiée par une technique d'essai et d'erreur. Une méthode itérative est également utilisée dans Ref.8 où un algorithme génétique est appliqué pour pixeliser les deux larges parois du cornet SIW afin de contrôler la distribution du champ dans le panneau avant de l'antenne. Une optique de transformation conforme est appliquée pour éliminer progressivement l'erreur de phase dans l'évasement afin d'améliorer le gain d'un cornet de plan H d'un maximum de 2,4 dBi9. Une autre méthode consiste à appliquer soigneusement des via-trous post-métallisés à l'intérieur du cornet pour créer un front d'onde en phase dans une même ligne transversale10. Il est également proposé de charger la section évasée par un ensemble de broches métalliques également réparties sur l'axe des parois larges pour former une structure à ondes lentes ; cela minimise la différence de phase entre le centre et les bords de l'évasement, ce qui améliore finalement le gain11. Comme la géométrie présentée ne peut pas être facilement fabriquée par des techniques de circuits imprimés, le prototype est réalisé sous la forme d'une structure uniquement métallique, constituant un cornet plan H rempli d'air. Le milieu aérien pour la propagation à l'intérieur de la structure à ondes guidées est également rapporté dans les références 12, 13, 14, ce qui améliore l'efficacité et le gain, mais apporte une complexité de fabrication.

Enfin, la troisième catégorie fait référence à la combinaison des deux premières catégories15,16,17,18. En introduisant l'espace-SIW à l'intérieur de la section évasée, la distribution de phase est modifiée, puis une transition en échelle conique est utilisée devant l'ouverture pour augmenter le gain15. Mais la méthode nécessite des optimisations logicielles pour obtenir simultanément la correction de phase et l'adaptation d'impédance. À l'aide d'un réseau de dipôles, de clous réflecteurs et d'une paire de fentes transversales à l'intérieur de la section évasée, une structure complexe et fragile est obtenue pour améliorer le gain d'antenne16. Une transition parallèle avec une fente étroite autour de l'ouverture d'ouverture est appliquée pour améliorer les performances de l'antenne, ce qui augmente l'épaisseur de la structure de plus de trois fois17. L'optimisation de la forme du cornet, suivie de l'utilisation d'un réseau de patchs imprimés de transition sur le même substrat SIW, améliore les caractéristiques de rayonnement du cornet de plan H SIW conventionnel18.

Il a été suggéré d'appliquer des lentilles en métamatériau à l'intérieur des antennes cornet pyramidales conventionnelles pour corriger la phase19,20. Mais à notre connaissance, aucun équivalent n'a été signalé jusqu'à présent pour les cornes du plan H SIW.

Dans cet article, nous proposons une technique hybride nouvelle et pratique pour réguler les champs EM afin d'obtenir un diagramme de rayonnement amélioré hors de l'ouverture dans l'antenne cornet SIW H-plane. L'idée est basée sur la cascade de deux techniques différentes où les caractéristiques de rayonnement s'améliorent chacune par la suite. Une méthode originale est introduite pour concevoir une lentille via métal modulée avec une approche systématique pour réaliser ses propriétés géométriques et son emplacement. Cela rend le premier composant de manipulation EM et améliore les caractéristiques de rayonnement. Ensuite, sur la base de la technique d'holographie21, une nouvelle méthode est présentée et développée pour concevoir le deuxième composant de manipulation EM afin d'améliorer encore plus les propriétés de rayonnement. En utilisant la technique hybride proposée, nous avons réussi à améliorer simultanément le gain, le niveau des lobes latéraux (SLL) et le rapport avant-arrière (F/B) d'une antenne cornet à plan H SIW à la fréquence centrale de 30 GHz. Il convient de mentionner que la structure reste discrète, même après l'avoir chargée avec les seconds composants de manipulation EM. Enfin et surtout, la méthode n'ajoutera aucune complexité au processus de fabrication des structures SIW conventionnelles.

Une distribution de phase uniforme sur une ouverture rayonnante donne un bon éclairage qui peut augmenter le gain22. D'autre part, un paquet d'ondes de surface vers n'importe quelle direction autre que celle souhaitée entraîne généralement une augmentation des lobes latéraux/arrière. Compte tenu de ces principes, la technique hybride proposée se divise en deux étapes successives, comme illustré à la Fig. 1 et résumées ci-dessous :

La technique hybride proposée pour améliorer les caractéristiques de rayonnement de l'antenne cornet SIW H-plane.

Étape #1 Cette étape est basée sur la régulation de la réponse de transmission des trous d'interconnexion métallisés, postés dans le substrat, pour imiter un motif de phase souhaité sur une coupe transversale à l'intérieur de la section évasée. Cette méthode de chargement peut être classée dans la deuxième catégorie de celles mentionnées dans la section précédente afin que la taille de la structure modifiée soit intacte après l'application de la technique. La charge conduit à une distribution de phase quasi-uniforme à l'ouverture rayonnante de l'antenne cornet SIW plan H qui augmente le gain et diminue la SLL. Ensuite, en étudiant l'ouverture effective de la structure modifiée, on parvient à réduire la taille physique de la structure.

Étape n ° 2, l'ouverture rayonnante à l'extrémité des cornes du plan H du SIW provoque des ondes de surface vers l'arrière sur les deux larges parois, augmentant le lobe arrière. Avec l'aide de la théorie de l'holographie, notre idée est de recycler ces ondes de surface indésirables pour les faire fuir délibérément afin d'améliorer encore le gain et d'augmenter le F/B. Ceci peut être réalisé en fixant deux dalles diélectriques avec des bandes métalliques imprimées à base holographique sur les larges parois du cornet de plan H modifié.

Dans les sections suivantes, nous présentons en détail la technique hybride proposée.

L'exigence fondamentale de la conception d'un SIW avec des vias métalliques de diamètre d et de période p est

où \(\lambda _g\) est la longueur d'onde guidée du mode dominant23.

En considérant une fréquence de fonctionnement de \(f=30\) GHz, une antenne conique conventionnelle SIW H-plane et le |E-field| correspondant Le schéma de distribution (simulé dans CST MWS) est illustré sur les Fig. 2a, b respectivement. Le substrat est Rogers RT/duroid 5880 avec \(\varepsilon _r=2.2\), \(\tan \delta =0.0009\) et une épaisseur de \(h=1.575\) mm. Les autres paramètres géométriques sont \(w_g=5,2\) mm, \(w_a=25,98\) mm, \(l_a=18,5\) mm, \(d=0,6\) mm et \(p=1\) mm.

Le problème est que lorsque la section évasée du cornet SIW est agrandie, des modes d'ordre supérieur peuvent être excités24. Cela détériore les performances et une ouverture non uniforme avec des fronts d'onde erratiques est obtenue, comme le montre la figure 2b, ce qui entraîne une augmentation des lobes latéraux et une réduction du gain. Pour résoudre ce problème, nous visons à transformer les fronts d'onde erratiques générés en fronts d'onde planaires pour obtenir de meilleures performances. La méthode proposée peut être résumée comme premièrement, pour réaliser le motif de compensation de phase requis et deuxièmement, pour caractériser la géométrie de la lentille en fonction des exigences de phase obtenues.

Antenne cornet conventionnelle SIW H-plane. (a) La géométrie, (b) le champ |E-field| modèle de distribution à 30 GHz.

Avant toute chose, il convient de noter que la géométrie physique de la lentille sera inspirée du comportement de phase des champs dans la section flare. Par conséquent, en cas de variation de phase rapide, la mise en place de la lentille serait assez difficile, voire impossible. En conséquence, la première étape de réalisation du motif de compensation de phase requis consiste à trouver une section transversale appropriée à l'intérieur de l'évasement dans laquelle la phase locale subirait une variation comparativement plus faible. Cette section définirait également l'emplacement de la lentille qui va être chargée. En comparaison avec les parties médianes de la section évasée, la zone proche de l'ouverture d'ouverture subit des fluctuations plus rapides du champ E (et de la phase), ce qui en fait une zone inappropriée pour implanter la lentille. Si la lentille est située près de la gorge du cornet, lorsque les ondes guidées se déplacent, la distribution de phase serait à nouveau déformée en raison de l'évasement du cornet. Compte tenu de tous ces problèmes, on peut conclure que la section transversale ultime doit se situer quelque part autour du milieu de la section d'évasement. Définissons \(d_L\) comme la distance entre la gorge de la corne et la section discutée. Le but est de modifier le \(d_L\), comme le montre la Fig. 3a, pour trouver une section efficace avec la plage de variation de phase minimale possible. Sur cette base, nous avons constaté que la section transversale \(d_L=12\) mm a une plage de variation de phase relativement plus petite par rapport aux autres sections transversales dans la zone médiane de l'évasement. Pour illustrer cela, le modèle de phase simulé pour trois exemples de valeurs de \(d_L=\{8, 10, 12\}\) mm est rapporté sur les Fig. 3b – d respectivement. Par conséquent, la section \(d_L=12\) mm est choisie pour déterminer le motif de compensation de phase requis. La lentille doit être située juste derrière cette section pour former une phase agrégée constante à \(d_L=12\) mm.

Procédure d'extraction de phase. (a) Différentes sections transversales à l'intérieur de la section de l'évasement avec des distances variables \((d_L)\) de la gorge du cornet. Distribution de phase (en degré) à (b) \(d_L=8\) mm, (c) \(d_L=10\) mm et (d) \(d_L=12\) mm.

La lentille proposée est formée par un ensemble de vias métalliques avec un diamètre variable de \(d_v\) et une période de réseau fixe de \(p_u= 0,45\times \lambda _g\approx 3\) mm le long de l'axe transversal (axe \(y\) ); la cellule unitaire contient deux vias identiques qui sont séparés par \(s_v=\lambda _g/4\) le long de l'axe longitudinal (axe \(x\)) comme le montre la figure 4. Chaque via unique dans une cellule unitaire avec ses vias adjacents dans les cellules unitaires voisines forment une couche de transmission. En règle générale, les surfaces de transmission monocouche ont une plage de phase de transmission limitée pour un niveau standard de perte de transmission de \(-\,1\) dB ou \(-\,3\) dB25. Pour agrandir la plage de phase, le nombre de couches doit être augmenté. Ainsi, les deux vias de notre cellule unitaire proposée formeront finalement une surface de transmission à double couche qui peut fournir une plage de phase suffisante pour la manipulation des ondes EM. Ces vias doivent être placés derrière la section choisie de \(d_L=12\) mm (voir Fig. 3). Par conséquent, il n'est pas possible d'augmenter davantage le nombre de couches de transmission (par exemple vias dans chaque cellule unitaire) car cela dépasserait les limites physiques de la section évasée.

Lorsqu'un front d'onde atteint ces vias, il glisse autour d'eux et les traverse. Le diamètre des vias affectera la phase transmise du champ, ainsi que son amplitude. Les valeurs plus élevées de \(d_v\) seront accompagnées d'une plus grande variation de phase car cela augmentera la longueur du trajet que les fronts d'onde vont traverser. De plus, des valeurs plus élevées de \(d_v\) entraîneront une perte de transmission plus élevée dans la mesure où cela peut bloquer complètement les ondes guidées. Pour \(d_v \le 1,2\) mm, les caractéristiques de transmission sont simulées et affichées sur la Fig. 4. Pour \(d_v<0,1\) mm, le processus de fabrication est une tâche difficile et il n'est pas pratique de considérer cet endroit. En ignorant ce point, la plage de phase obtenue est supérieure à \(100^{\circ }\) avec une perte de transmission inférieure à \(-3\) dB. Notez que \(d_v>1,18\) mm entraîne une perte de transmission supérieure à \(-3\) dB.

La géométrie de la cellule unitaire proposée et ses caractéristiques de transmission simulées à 30 GHz. Les ports 1 et 2 sont configurés sur les deux faces de la cellule unitaire normales à l'axe des x.

L'étape suivante consiste à moduler les valeurs \(d_v\) en fonction de la réponse localisée calculée des iris (Fig. 4) et en considérant la distribution de phase de la Fig. 3d. La section transversale correspondante (à \(d_L=12\) mm) a une longueur de 17,06 mm vers l'axe y. En rappelant \(p_u=3\) mm, cette section peut embrasser au maximum cinq mailles unitaires. Ainsi, les points d'échantillonnage, se référant à la Fig. 3d sont à \(y=\{-\,6, -\,3, 0, 3, 6\}\) mm. La valeur de phase aux bords de \(y=\pm\, 8,53\) mm est \(21,93^{\circ }\). En introduisant \(\Delta\)P comme différence entre la phase aux points d'échantillonnage et les bords, l'objectif est de rendre \(\Delta\)P aussi petit que possible pour obtenir une distribution de phase quasi-uniforme. Les points d'échantillonnage, leurs valeurs de phase correspondantes et \(\Delta\)P sont présentés dans le tableau 1.

Comme on peut le voir sur la Fig. 4, la perte de transmission est inférieure à \(-\,1\) dB pour \(d_v<0,7\) mm avec la plage de phase de \(PR=93-35 = 58^{\circ }\) qui peut couvrir toute la plage de phase à la section \(d_L=12\) mm (voir Fig. 3d). En considérant la phase de \(60^{\circ }\) comme point de référence, les valeurs maximales et minimales de \(\Delta\)P donneront toujours des valeurs de phase dans la zone PR (voir Tableau 1, Fig. 4). Ensuite, les valeurs modulées de \(d_v\) sont obtenues comme indiqué à la dernière ligne du tableau 1.

Le cornet de plan SIW H présenté à la Fig. 2 est chargé par la lentille à via métallique conçue, comme illustré à la Fig. 5a avec une taille de substrat de \ (l_s = 30 \) mm. La structure est excitée par une ligne de guide d'ondes coplanaire mise à la terre (GCPW) avec \(w_t=6.95\) mm et \(w_f=2.2\) mm. Afin d'adapter le port à la fréquence de fonctionnement, une transition linéaire d'une longueur de \(l_t=2,45\) mm est appliquée de la ligne GCPW à la partie à ondes guidées d'une largeur de \(w_g\). La géométrie de la lentille proposée est agrandie sur la Fig. 5b qui est définie sur la base des données présentées dans le Tableau 1, et placée derrière la section transversale prévue de \(d_L=12\) mm. Les antennes chargées et conventionnelles proposées sont fabriquées et illustrées sur les Fig. 5c, d respectivement où chaque structure est alimentée par un connecteur de lancement d'extrémité de 2,92 mm.

(a) Géométrie de la corne de plan H SIW proposée chargée par la lentille à via métallique, (b) le motif de la lentille à plus grande échelle, (c) la structure chargée fabriquée, (d) la corne de plan H SIW conventionnelle fabriquée.

Les |S \(_{11}|\) simulés et mesurés des structures sont illustrés à la Fig. 6, indiquant que la structure chargée est bien adaptée à \(f=30\) GHz. Il convient de noter que lorsque le cornet SIW conventionnel est chargé, les ondes locales sont déformées à la position de la lentille conçue, ce qui modifie par la suite la réponse d'impédance globale. Cela modifie la fréquence de fonctionnement et modifie la bande passante car la réponse de la structure n'est pas seulement affectée par la géométrie de la lumière parasite et de la transition d'alimentation, mais aussi par la lentille intégrée. Pour que les cornes conventionnelles et chargées fonctionnent à la même fréquence, la transition d'alimentation doit être légèrement modifiée. En conséquence, le S \(_{11}\) rapporté du cornet de plan H SIW conventionnel sur la Fig. 6 est dérivé avec \(w_t=6,95\) mm et \(l_t=0,95\) mm.

Le |S \(_{11}|\) simulé et mesuré des structures conventionnelles et chargées.

Le champ |E-field| simulé La distribution du klaxon de plan H SIW corrigé en phase proposé est illustrée à la Fig. 7a à la fréquence de fonctionnement de \ (f = 30 \) GHz. Ce résultat précise que le front d'onde déformé de la figure 2b est transformé en un front d'onde plan lorsque la structure est chargée.

Performances à 30 GHz : (a) le champ |E-field| simulé diagramme de distribution de l'antenne conique à plan H SIW chargée proposée. Le diagramme de rayonnement normalisé : (b) structure chargée simulée sans le connecteur, (c) structure chargée mesurée, (d) structure chargée simulée avec le connecteur, (e) structure conventionnelle simulée sans le connecteur, (f) structure conventionnelle mesurée, (g) structure conventionnelle simulée avec le connecteur.

Les diagrammes de rayonnement normalisés simulés pour les antennes chargées et conventionnelles à \ (f = 30 \) GHz sont présentés aux Fig. 7b, e respectivement. Sur la base des résultats de la simulation, on observe que la lentille proposée améliore les caractéristiques de rayonnement du plan H de l'antenne conventionnelle en termes de gain (de 5,16 à 8,59 dBi), de SLL (de \(-\,5,38\) à \(-\,19,85\) dB) et de F/B (de 4,54 à 5,52 dB).

Les diagrammes de rayonnement normalisés mesurés sont illustrés à la Fig. 7c, f pour les structures chargées et conventionnelles, respectivement, qui sont légèrement différents par rapport aux résultats simulés de la Fig. 7b, e. Ceci est dû à la présence du connecteur qui influe sur le diagramme de rayonnement car ses dimensions physiques sont importantes (concernant la fréquence de fonctionnement de \(f=30\) GHz) et se situe relativement près de l'ouverture rayonnante. L'introduction du connecteur dans l'environnement CST aligne les résultats simulés (Fig. 7d, g) sur les résultats mesurés (Fig. 7c, f). Plus de détails sur l'influence du connecteur seront présentés plus tard dans la section "Discussion". Le gain mesuré, SLL et F/B pour l'antenne chargée (conventionnelle) sont respectivement de 8,69 (5,21) dBi, \(-\,18,06~(-\,5,02)\) dB et 6,96 (5,89) dB. Le gain simulé de contrepartie, SLL et F/B pour le "cas avec connecteur inclus" concernant la structure chargée (conventionnelle) sont respectivement de 8,72 (5,34) dBi, \(-\,18,87~(-\,6,11)\) dB et 6,89 (8,74) dB.

Considérant la distribution du champ E de la figure 7a, après avoir traversé la lentille, les ondes guidées sont principalement concentrées au milieu et sont négligeables le long des bords de la section évasée. Ainsi, après un éloignement des vias métallisés, les deux bords latéraux du cornet peuvent ne plus avoir besoin d'être évasés. Pour évaluer ce problème, une série de simulations est effectuée. A chaque simulation, un ensemble de vias sont supprimés et les performances de la structure sont étudiées. Nous définissons rv pour indiquer le nombre de couples de trous traversants qui sont retirés de l'ouverture d'ouverture. Par exemple, \(rv = 1\) \((rv = 4)\) signifie que le premier couple de trous d'interconnexion (les quatre premiers couples de trous d'interconnexion) est supprimé du bord d'ouverture. Les gains de tir en bout et les SLL obtenus sont présentés à la Fig. 8a pour \(rv=0\) (la structure d'origine) à \(rv=9\). Le |champ E| Le schéma de distribution pour les cas \(rv=\{3,4,5,8\}\) est illustré sur les Fig. 8b – e respectivement. Sur la base de la Fig. 8a, le gain construit n'est pas considérablement modifié pour les cas \(rv=0{-}3\). Ceci peut être interprété en comparant les Fig. 7a et 8b qui montrent que la répartition du champ est quasiment la même dans les deux cas. Cependant, \(rv = 4\) s'accompagne d'une réduction du gain lorsqu'une fuite destructrice commence à se produire dans le corps du substrat (voir Fig. 8c). Lorsque rv augmente, on s'attend à ce que cette fuite augmente également ; mais la suppression d'un autre couple de trous d'interconnexion entraîne une fuite moindre, comme le montre la figure 8d, de sorte qu'un maximum local de 8,12 dBi se produit à \ (rv = 5 \) (voir la figure 8a). Après ce point précis, un mouvement vers le bas est observé pour le gain et la fuite domine lorsque rv se rapproche de la position de la lentille (voir Fig. 8e pour \(rv=8\)).

Sur la base de cette étude, il est conclu que l'évasement peut être arrêté comme illustré à la Fig. 8d pour le cas \(rv=5\) sans s'attendre à une variation considérable des performances de l'antenne. Par conséquent, le substrat peut être coupé transversalement pour avoir des dimensions plus petites. Cela définit la structure de base pour la section suivante.

(a) Le gain endfire et SLL pour \(rv=0\sim 9\). |Champ E| distribution pour (b) \(rv=3\), (c) \(rv=4\), (d) \(rv=5\) et (e) \(rv=8\) à 30 GHz.

Jusqu'à présent, les propriétés de rayonnement du cornet SIW H-plane sont améliorées en chargeant la structure avec la lentille métallique modulée conçue. L'effet d'évasement après éloignement de la lentille est également étudié ce qui peut finalement réduire transversalement la structure. Dans cette section, nous cherchons à améliorer encore les caractéristiques de rayonnement de l'antenne en proposant une nouvelle méthode qui est expliquée ci-après.

Lorsque les ondes guidées atteignent l'ouverture rayonnante, les fronts d'onde EM se dilatent dans l'espace libre tout en se dirigeant vers l'avant. Cette expansion du front d'onde dans l'espace libre provoque également des ondes de surface arrière indésirables dans l'interface entre la large paroi métallique du cornet du plan H SIW et l'espace libre, ce qui augmente finalement le niveau du lobe arrière. Ce processus est illustré sur la figure 9a. Compte tenu de ces ondes de surface indésirables, il est possible de les rediriger vers l'avant de manière à ce qu'elles puissent s'additionner de manière constructive pour augmenter le gain de l'effet de feu et diminuer simultanément le rayonnement vers l'arrière. En d'autres termes, les ondes de surface indésirables sont recyclées pour améliorer les caractéristiques de rayonnement de la structure en question sans introduire de source EM supplémentaire. Ce processus est réalisé par la technique d'holographie et est représenté sur la figure 9b.

Le mécanisme proposé pour adapter les caractéristiques de rayonnement (a) le cornet de plan H SIW corrigé en phase, (b) la méthode de manipulation de champ.

La technique d'holographie, issue de l'optique, consiste à générer un motif d'interférence à l'aide de deux ondes, puis à utiliser le motif calculé pour disperser une onde afin de lancer l'autre. L'ouverture est formée à la suite de la diffraction d'un champ primaire, qui peut être une onde de surface, par un motif de diffuseurs sur la structure. La structure obtenue est alors typiquement une structure à onde de fuite26. L'onde de surface primaire est généralement générée par une antenne source appelée lanceur d'ondes de surface (SWL), imprimée sur un substrat commun où sont placés les diffuseurs. Le motif des diffuseurs est dérivé de la technique d'holographie, qui permet aux ondes de surface de fuir de manière constructive vers la direction d'intérêt. La vague initiale de la SWL est appelée "vague de référence". Le diagramme de rayonnement prévu (direction de fuite) est déterminé par ce que l'on appelle "l'onde objet". Ce terme, dans sa définition fondamentale, est une onde qui éclaire l'ouverture à partir d'une source hypothétique située à grande distance. La position relative entre la source éloignée et l'ouverture est représentative de la direction de fuite hors de l'ouverture, déterminant l'angle d'inclinaison du faisceau. Cette technique se compose de deux étapes générales comme suit ;

La première étape, appelée processus "d'enregistrement", consiste à calculer la carte des ondes de référence, émises par le SWL, sur la structure. Cela spécifiera le modèle de distribution de la ligne de phase sur le substrat par rapport à l'emplacement et au type pertinents de la SWL. Après cela, en fonction de la direction souhaitée du faisceau, la superposition de l'onde de référence et de l'onde objet est calculée. Il en résulte un autre motif de distribution de ligne de phase sur le substrat qui est appelé "interfogramme" ou "hologramme EM".

Afin de faire rayonner la structure dans la direction souhaitée, il est nécessaire d'employer plusieurs diffuseurs sur le substrat avec un motif inspiré de l'hologramme EM enregistré. Cela créera une fuite constructive hors de la structure et formera la poutre. Sur la base des caractéristiques physiques et EM de la structure, une SWL appropriée doit être conçue et appliquée au substrat. Cette étape est appelée processus de "reconstruction".

Les diffuseurs peuvent être des patchs métalliques périodiques ou des fentes complémentaires sur un réseau uni ou bidimensionnel pour former une métasurface27, une dalle diélectrique à épaisseur modulée28 ou des bandes métalliques continues29 ; nous utilisons le dernier dans ce travail. La figure 10a montre le |E-déposé| modèle de distribution sur une coupe au plan xz traversant le milieu de la structure corrigée en phase. Les ondes spatiales avant, ainsi que les ondes de surface arrière peuvent être observées à partir de cette figure. Pour recycler les ondes de surface, il faudrait d'abord un mécanisme pour les collecter. Ainsi, deux dalles diélectriques avec des dimensions planes de \(\{l_{sl},l_{sw}\}=\{25,21\}\) mm sont fixées des deux côtés de la structure modifiée [L'évasement est mis à jour sur la base de l'étude fournie dans la section "Chargement de la mise en œuvre, de la simulation et des résultats de mesure"] de la structure, comme illustré à la Fig. 10b. Plus la permittivité et l'épaisseur de la dalle sont élevées, plus le motif de dépôt E est dense. Ce modèle classé E régule directement le modèle des diffuseurs à bande métallique qui sera expliqué en détail plus loin dans cette section.

(a) Le |E-déposé| modèle de distribution sur une coupe au plan xz traversant le milieu de la structure corrigée en phase, (b) la structure modifiée avec deux dalles diélectriques de Rogers RT/duroid 6010 attachées aux deux côtés, (c) le |E-field| simulé | sur la dalle lorsqu'il est monté sur l'avertisseur SIW. La fréquence de simulation est de 30 GHz.

Dans la technique d'holographie, la fidélité du champ lointain reconstruit dépend de la taille de l'hologramme EM. Ici, cette taille est une valeur préfixée, limitée aux bordures du substrat du cornet de plan H SIW modifié, il n'y a donc aucune flexibilité pour l'agrandir. Par conséquent, la seule façon d'obtenir une meilleure réponse de l'hologramme EM est de rendre le diffuseur à bande métallique plus dense. En conséquence, le stratifié Rogers RT/duroid 6010 avec \(\varepsilon _r=10,7\) est appliqué pour les dalles ajoutées. Les dalles diélectriques sont de préférence aussi minces que possible pour avoir un impact minimum sur la taille finale de la structure assemblée. Cependant, comme mentionné précédemment, un substrat plus épais conduit à un modèle de distribution de champ plus dense, ce qui est un facteur souhaitable dans notre cas. Ainsi, l'épaisseur de \(h_d=0,635\) mm est choisie parmi les valeurs standards du stratifié RT 6010 pour garder l'équilibre entre les deux critères.

La figure 10c montre le champ |E-field| simulé. sur la dalle lorsqu'il est fixé sur le klaxon SIW. Cette distribution de champ quasi-planaire joue le rôle d'onde de référence. Notez que dans ce cas spécifique, il n'y a pas de SWL individuel pour exciter l'onde de référence, mais l'expansion du champ à partir de l'ouverture est la source réelle pour la générer. Cela rendra le travail proposé clairement différent des structures à ondes de fuite holographiques précédentes où un chargeur doit être explicitement conçu et dédié pour générer l'onde de référence requise sur la structure de guidage. Compte tenu de l'effet de la lentille via métal, les champs atteignant l'ouverture sont uniformes, ce qui forme par conséquent les ondes de référence quasi-planaires présentées sur la dalle.

Pour dériver l'hologramme EM, il est nécessaire de définir une expression analytique de l'onde de référence, \(E_{\text {ref}}\), sur la dalle diélectrique au premier tour de calcul. Pour un front d'onde plan qui surfe sur la dalle diélectrique vers \(-x\) avec une constante de phase de \(\beta _{\text {ref}}=2\pi /\lambda _{\text {ref}}\) et une amplitude de A, l'onde de référence est \(E_{\text {ref}}=A e^{j\beta _{\text {ref}} x}\). Mais, concernant la figure 10c, les ondes de surface couplées sur la dalle diélectrique ne sont pas purement planes ; pour un hologramme EM, la toute première considération à prendre en compte est d'estimer le motif \(E_{\text {ref}}\) aussi précis que possible. Dans ce cas, une formulation plus expressive de l'onde de référence peut être définie comme suit :

avec \(r_m=\sqrt{w_x (x-c_x)^2 + w_y (y-c_y)^2}\), indiquant la distance radiale modifiée sur le plan xy (où repose la dalle). Cette formulation émule une source ponctuelle située à \((x=x_c, y=y_c)\) qui générera une sorte d'ondes progressives radiales sur le plan xy. L'idée est de placer cette source ponctuelle loin de la dalle, puis les ondes radiales peuvent être réglées par la pondération appropriée de \(w_x\) et \(w_y\) de manière à ce qu'une partie du plan de propagation total sur les dimensions de la dalle imite correctement le modèle de la Fig. 10c. Les facteurs de pondération déterminent la vitesse à laquelle les ondes émises par la source ponctuelle varieraient le long des axes x et y ; ainsi, une variété de motifs 2D peuvent être formés en modifiant \(w_x\) ou \(w_y\). Cela se termine par \(\{w_x, w_y, c_x, c_y\}=\{0.4, 1, 0.275, 0\}\) dans notre étude de cas où x et y sont en mètre. Le motif obtenu de \(E_{\text {ref}}\) sur la dalle diélectrique est présenté sur la Fig. 11a qui est conforme à la Fig. 10c.

Application de la technique d'holographie sur la dalle diélectrique Rogers RT/duroid 6010 ; (a) l'onde de référence quasi-planaire sur la structure, (b) la dalle diélectrique et la direction du rayonnement prévu dans un système de coordonnées standard à droite, (c) la carte des lignes de phase de l'onde objet sur la structure, (d) l'hologramme EM calculé et le motif de bandes métalliques correspondant, nommé recycleur d'ondes de surface (SWR).

L'étape suivante consiste à capturer le front de phase de l'onde objet, \(E_{\text {obj}}\), sur la feuille diélectrique. La figure 11b montre la dalle diélectrique dans un système de coordonnées droitier standard avec la direction du faisceau prévu à \((\theta _m=\pi /2, \phi _m=0)\). En supposant une onde objet le long de la direction de faisceau souhaitée qui éclaire la dalle diélectrique, la carte de \(E_{\text {obj}}\) sur la dalle est obtenue à l'aide de l'équation suivante :

où B est l'amplitude et \(k_0\) est le vecteur d'onde des ondes spatiales. En appliquant cette équation et en considérant la direction du faisceau, le modèle de front de phase obtenu est présenté sur la figure 11c.

Comme dernière étape, la superposition des Eqs. (2) et (3) conduisent à un motif d'interférence qui définit l'hologramme EM comme illustré sur la figure 11d.

Comme aucune SWL individuelle n'est requise pour cette conception spécifique, le processus de reconstruction est résumé en appliquant des bandes métalliques continues aux maxima locaux du motif d'interférence calculé, comme spécifié sur la Fig. 11d. Ces bandes raccourcissent les lignes de champ E de l'onde de surface à leurs positions qui forment par conséquent les racines du motif d'interférence que peut constituer le faisceau. Concernant la figure 9b, appelons l'hologramme EM, avec les bandes métalliques correspondantes, le "recycleur d'ondes de surface" (SWR).

Afin de réaliser le SWR et de faire en sorte que l'hologramme fournisse sa meilleure réponse possible, la largeur de la bande doit être choisie correctement. Une bande trop étroite ne peut pas être ressentie par les ondes guidées à l'intérieur de la dalle tandis qu'une bande trop large déformera le modèle d'onde de référence au point que les processus ultérieurs ne seraient plus valables. Sur la base de nos résultats de simulation, \(w_s=0,25\) mm est trouvé comme la valeur optimale de la largeur de la bande. Par conséquent, quelques feuilles d'hologramme avec le motif de bandes de la Fig. 11d et la largeur de la bande de \ (w_s \) sont montées des deux côtés du cornet de plan H SIW conçu, ce qui rend la structure finalisée telle que présentée à la Fig. }=5,6\) mm. Le cornet de plan H SIW fabriqué avec les deux SWR holographiques est illustré à la Fig. 12c avec une vue agrandie sur la lentille à via métallique modulée de la Fig. 12d. La structure est alimentée par un connecteur de lancement d'extrémité de 2,92 mm, comme illustré sur les figures 12e, f.

La structure finalisée. (a) La face supérieure et (b) la face arrière de la structure simulée, (c) le cornet de plan H SIW fabriqué, chargé par la lentille métallique modulée conçue, à côté des deux SWR à base holographique, (d) la vue agrandie de la lentille métallique modulée, (e) la structure assemblée sous l'angle de vue arrière et (f) sous l'angle de vue latéral supérieur.

Considérant la structure assemblée finale, les coefficients de réflexion simulés et mesurés sont présentés à la Fig. 13, indiquant que la structure est bien adaptée à la fréquence de fonctionnement de \(f=30\) GHz. La légère différence entre les résultats de simulation et de mesure est principalement due aux imperfections de fabrication, en particulier concernant la liaison entre les multiples couches du prototype fabriqué. Surtout aux hautes fréquences étudiées dans ce travail, les tolérances de fabrication peuvent être extrêmement serrées, et de tels défauts à petite échelle peuvent affecter la réponse de l'antenne.

Le |S \(_{11}|\) simulé et mesuré de la conception assemblée finale.

Le |E-file| simulé le modèle de distribution sur le plan de coupe xz (traversant le milieu de la structure) est illustré à la Fig. 14a. Avec cette figure, on peut clairement observer que les ondes de surface arrière de la figure 10a sont maintenant correctement manipulées et courbées vers l'avant. Afin d'avoir une analyse plus réaliste, le connecteur est inclus dans l'environnement de simulation. Cela se traduit par la figure 14b où le champ n'est plus distribué de manière symétrique par rapport à l'axe x par rapport à la figure 14a. Cela signifie que l'on ne peut pas s'attendre à ce que le diagramme de rayonnement correspondant soit symétrique dans le plan E. Plus important encore, le connecteur supprime clairement l'intensité de l'onde arrière qui diminuera par conséquent le rayonnement du lobe arrière. Par conséquent, le connecteur apporte une influence constructive sur les caractéristiques de rayonnement dans notre cas spécifique. Le diagramme de rayonnement simulé normalisé sans tenir compte du connecteur est présenté sur la Fig. 14c à la fréquence de \(f=30\) GHz avec le gain, SLL et F/B de 11,23 dBi, \(-17,02\) dB et 13,21 dB respectivement. Le résultat correspondant pour le cas de "prise en compte du connecteur" est illustré à la Fig. 14d avec le gain correspondant, SLL et F/B de 11,71 dBi, \(-\,18,35\) dB et 18,16 dB respectivement. Le diagramme de rayonnement mesuré à \(f=30\) GHz est présenté sur la Fig. 14e avec le gain obtenu, SLL et F/B de 11,65 dBi, \(-17,94\) dB et 17,02 dB respectivement. Les résultats montrent une augmentation (diminution) évidente du rayonnement vers l'avant (vers l'arrière) par rapport à ce qui est rapporté dans la section "Chargement de la mise en œuvre, de la simulation et des résultats de mesure". Cela suggère que par rapport au pavillon de plan H SIW conventionnel, le gain mesuré et le F/B sont augmentés de 6,44 dB et 11,13 dB respectivement tandis que le SLL est réduit de 12,92 dB. Les diagrammes de rayonnement simulés de la structure à \(f=29,5\) GHz et \(f=30,5\) GHz sont illustrés à la Fig. 14f,g avec un gain de 9,33 dBi et 10,52 dBi respectivement. Les résultats mesurés homologues sont présentés sur la Fig. 14h,i avec le gain respectif de 9,15 dBi et 10,24 dBi. Comme les hologrammes EM attachés sont des structures à ondes de fuite, leurs réponses dépendent de la fréquence. Cela signifie que la direction des faisceaux qui fuient sera modifiée en balayant la fréquence. Le motif d'hologramme est calculé à \(f=30\) GHz, par conséquent, la structure montre ses meilleures performances à cette fréquence car les faisceaux construits sont fortement alignés avec le faisceau objet à cette fréquence.

La figure 14j montre l'antenne sous test (AUT) dans une chambre anéchoïque dans la configuration de mesure du diagramme de rayonnement du plan H. La procédure de mesure consiste à faire tourner l'AUT autour de l'axe de son support tout en étant éclairé par une antenne de référence (une antenne cornet aux caractéristiques connues dans notre cas). Le système est ensuite calibré et la puissance reçue est capturée à chaque angle de rotation pour dériver le tracé du diagramme de rayonnement sur toute la plage d'angles. Les mêmes étapes sont répétées pour lire le diagramme de rayonnement du plan E avec l'AUT tourné de \(90^{\circ }\) autour de son axe longitudinal comme indiqué sur la Fig. 14j.

Performance du prototype assemblé final. Le |E-file| simulé diagramme de distribution à 30 GHz sur le plan xz coupé qui traverse le milieu de la structure pour le cas de (a) sans et (b) avec le connecteur. Le diagramme de rayonnement normalisé à 30 GHz : (c) simulé sans le connecteur, (d) simulé avec le connecteur, (e) mesuré. Le diagramme de rayonnement simulé normalisé (en tenant compte du connecteur) à (f) 29,5 GHz et (g) 30,5 GHz. L'homologue a mesuré les résultats à (h) 29,5 GHz et (i) 30,5 GHz. (j) L'antenne sous test (AUT) dans une chambre anéchoïque (mesure du diagramme de rayonnement dans le plan H).

Pour avoir une image claire de l'influence de chaque composant de manipulation, les caractéristiques de rayonnement correspondantes en présence de chaque composant sont résumées dans le tableau 2. Cela montre que lorsque les bandes métalliques holographiques sont ajoutées à la structure corrigée en phase (chargée par du métal modulé via une lentille), le gain et le F/B sont évidemment améliorés, mais les lobes latéraux sont légèrement agrandis. Cela est dû à la redirection des SW sur les dalles qui affecte à la fois les lobes principaux et latéraux. Cependant, la SLL finale obtenue est encore bien meilleure que la structure originale.

Comme mentionné précédemment, la taille de l'hologramme est un facteur important pour obtenir une réponse appropriée. Cela signifie que plus la feuille de substrat est grande, meilleure est la forme du faisceau reconstruit. Dans notre cas spécifique, la taille des hologrammes est relativement petite (car ils sont confinés aux marges physiques de la corne du plan SIW H), mais les mesures de rayonnement montrent clairement que la présence des SWR conçus est suffisamment productive pour améliorer les caractéristiques de rayonnement.

Une étude de comparaison entre les travaux proposés avec l'état de l'art sur les antennes cornets de plan H SIW manipulées est présentée dans le tableau 3. Notez que dans certains de ces travaux, un réseau est formé à partir des éléments conçus. Pour avoir une comparaison significative avec d'autres travaux, les données rapportées dans ces cas correspondent à la performance de l'élément unique pertinent. Sur la base de cette étude, notre technique hybride employée peut pratiquement offrir les points positifs suivants par rapport aux autres œuvres ; avec un niveau modéré de complexité de fabrication, se résumant à imprimer trois cartes et à les lier ensemble, la technique de manipulation proposée est le seul cas qui améliore le gain, le SLL et le F/B. Le gain combiné obtenu est supérieur à tous les autres pavillons SIW qui construisent un diagramme de rayonnement en éventail. Une antenne à gain élevé est proposée dans la réf.16, mais cette structure est conçue pour former un faisceau crayon pointu (l'ouverture est façonnée dans un format 2D où l'épaisseur de la structure est agrandie de près de six fois), ce qui n'est pas comparable à notre antenne à faisceau en éventail proposée. Compte tenu de la différence entre les caractéristiques de rayonnement initiales et finales, la SLL réduit le plus dans la structure proposée par rapport aux autres ouvrages.

En manipulant les ondes électromagnétiques à l'intérieur de la section évasée d'un cornet de plan H SIW, une structure corrigée en phase est obtenue. La méthode proposée consiste à réguler la phase à des points d'échantillonnage spécifiés en utilisant un ensemble de cellules unitaires. Chaque cellule unitaire contient deux iris distants de \(\lambda _g/4\) sur l'axe longitudinal, tandis que le diamètre des vias est modulé et présente des valeurs différentes lorsque nous nous déplaçons le long de l'axe transversal. Ces vias forment ensemble une lentille qui conduit à une ouverture rayonnante bénéficiant d'une répartition de phase quasi-uniforme, obtenant de meilleures performances en termes de gain et de SLL.

Après cela, une méthode holographique est présentée pour utiliser les ondes de surface arrière sur les larges parois du cornet du plan H SIW et les diriger vers l'avant pour améliorer encore plus le gain et pour diminuer le lobe arrière. Pour réaliser cela, un motif de bandes métalliques est dérivé et imprimé sur un couple de dalles diélectriques qui sont ensuite montées sur les deux parois larges.

La mise en cascade des procédures mentionnées ci-dessus constitue une technique hybride capable d'améliorer simultanément les trois caractéristiques de rayonnement de gain, SLL et F/B. La structure est conçue, fabriquée et testée là où elle montre ses meilleures performances à la fréquence prévue de 30 GHz sur sa bande passante de 1 GHz.

Les données qui appuient les conclusions de cette étude sont disponibles auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.

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Le travail d'O. Yurduseven a été financé par le Leverhulme Trust dans le cadre du Research Leadership Award RL-2019-019.

Siège des centres d'innovation 5G et 6G, Institut des systèmes de communication (ICS), Université de Surrey, Guildford, GU2 7XH, Royaume-Uni

Ali Araghi, Mohsen Khalily, Pei Xiao et Rahim Tafazolli

École d'électronique, de génie électrique et d'informatique, Centre d'innovation sans fil, Queen's University Belfast, Belfast, BT3 9DT, Royaume-Uni

Okan Yurduseven

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AA a proposé l'idée principale de ce travail et a rédigé l'article. MK et OY ont techniquement commenté le document et l'ont révisé. PX et RT ont examiné le manuscrit.

Correspondance à Ali Araghi.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Araghi, A., Khalily, M., Yurduseven, O. et al. Manipulation des ondes guidées dans l'antenne cornet du plan H SIW en combinant la correction de phase et la fuite basée sur l'holographie. Sci Rep 12, 11234 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-15123-8

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Reçu : 06 avril 2022

Accepté : 20 juin 2022

Publié: 04 juillet 2022

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-022-15123-8

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